Institut fuer Halbleiterphysik GmbH
Frankfurt ( Oder )
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Die hier vorgestellten PLL Schaltungen dienen dem Test der RF Schaltungen VCO und Prescaler in einer typischen Phasenregelschleife fuer Frequenzsynthesizer. Dabei wird kein vollstaendiger Frequenzsynthesizer fuer die Erzeugung von einzelnen Empfangs- oder Sendekanaelen integriert, sondern ausschliesslich eine geschlossene Regelschleife nachgebildet. Durch die Modeumschaltung kann aber auch ein Frequenzsprung simuliert werden und das entsprechende Einschwingverhalten mit Schleifenverzoegerung und Schleifenregeldaempfung gemessen werden.
Prinzipschaltung einer einfachen PLL Testschaltung
Am Punkt A ist das Ausgangssignal eines RF VCO als typisches Sinussignal dargestellt. Die Frequenz liegt im Bereich von 1,6 GHz bis 2 GHz. Das entspricht dem Durchstimmbereich des VCO05. Der Prescaler PRE erhaelt dieses RF Sinussignal als Eingangsfrequenz, die je nach momentanwert des anliegendem Modesignales B in ein niederfrequentes Digitalsignal C umgesetzt wird. Der Phase-Frequency-Detektor PFD vergleicht die Phasenlage des Signales C mit der Phasenlage eines Referenzsignales D. Dabei wird das Referenzsignal D extern bereitgestellt. Der PFD generiert die up und down Steuersignale E fuer die Ladungspumpe. Mittels der Ladungspumpe und dem Tiefpassfilter CP/LP wird ein analoges Steuersignal F gebildet. Fuer Modulationszwecke kann das analoge Steuersignal F mit einem weiteren Analogsignal G veraendert werden. In der aktuellen Schaltungsimplementation ist diese Signaladdition nicht enthalten, so dass das Steuersignal F direkt auf den Steuereingang des VCO geschaltet ist. Damit bestimmt der Momentanwert des Steuersignales F die aktuelle Schwingfrequenz des VCO.
Technology C7NA
Program icfb.exe version 4.4.1 01/06/98 18:46
sub-version 4.4.1.100.47
Simulator SpectreS
Hier ist ein typischer Verlauf der Frequenz am Punkt A, also direkt nach dem VCO ueber der Zeit dargestellt. Mann erkennt das typische Einschwingverhalten und die Schleifendaempfung des Regelkreises. Am Anfang der Simulation ist die Schwingfrequenz sehr weit vom Sollwert entfernt und die Regelung setzt mit einer sehr grossen Amplitude ein, die jedoch schnell abklingt. Nach ca. 3,5 microsec. ist die Freqenz von ca. 1.87 GHz erreicht und der Modeeingang wird umgeschaltet. Da die Frequenzaenderung nur ca. 14 MHz betraegt ist auch die daraus resultierende Systemantwort der Regelung nicht so gross wie nach dem Einschalten. Nach ca. 7 microsec. ist die neue Freqenz entsprechend dem kleineren Teilerfaktor eingestellt worden.
Bild 1 zeigt die verwendete Stimulusschaltung. Hier sind alle Quellen und die Lastwiderstaende verzeichnet. Saemtliche Signale werden ueber eine Ersatzschaltung an das Chip geschaltet, die das elektrische Verhalten von Bonddraht und Pondpad weitgehend nachbilden soll. Betriebsspannungen und das GND Signal werden mit groesseren Pads simuliert welche durch die Parallelschaltung von je drei einzelnen Bondfeldersatzschaltungen gebildet werden.
Die Betriebsspannung betraegt 3.3V.
Bild 2 zeigt die Schaltung auf dem Chip wie sie in einzelne Bloecke aufgeteilt worden ist. Im unteren Teil des Bildes ist die eigentliche Regelschleife bestehend aus VCO, Prescaler PRE, PFD und CP/LPF .
Im oberen Bereich ist die Konditionierung des Referenzeingangssignales Xref mit Hilfe von zwei Invertern, eine Logik zur Bildung von digitalen Kontrollsignalen, die kapazitive on chip" Abblockung mit drei MOS Kapazitaeten sowie der Ausgangstreiber buffer" fuer das RF Ausgangssignal des VCO abgebildet.
Der prescaler ist in der bekannten Ausfuehrung (vgl. Workshop Chorin), wie auf dem R2704 realisiert verwendet worden.
als VCO kommt der bekannte VCO05 mit einer Schwingfrequens von ca. 1.6 GHz - 2 GHz zum Einsatz. Auch dieser ist im R2704 realisiert und vermessen worden.
Als Phasendetektor kommt eine Schaltung von Prof. Razavi, RF Microelectronics", UCLA, LA, ISBN 0-13-887571-5 zum Einsatz. Zwei flankengetriggerte D-FF generieren die up und down Impulse und werden bei gleichzeitigem Auftreten der beiden Ausgangssignale gemeinsam zurueckgesetzt. Bild 3 zeigt die verwendete Schaltung. Zwei Inverter im Ruecksetzzweig garantieren eine ausreichende Zeitverzoegerung um einen sicher wirkenden Resetimpuls zu generieren.
Die Ladungspumpe ist eines der kritischen Schaltungsteile der PLL. Ist die generierte Ladung zu klein, so vergroessert sich durch die laenger andauernden Umladungsvorgaenge die Einschwingzeit der Regelschleife. Dieses Verhalten kann durch kleinere Filterkapazitaeten nicht beliebig kompensiert werden, da bei jedem Ladungspumpimpuls auch Stoersignale auftreten, die natuerlich bei konstanter absoluter Groesse der Stoerung auf kleineren Kapazitaeten auch groessere Stoerspannungen verursachen.
Fuer BLUETOOTH Systheme sind 1600 Frequenzspruenge pro Sekunde spezifiziert. Die Einschwingzeit einer einzelnen Frequenz ist mit 220 m s vorgegeben.
Die Ladungspumpe ist bei allen Filtervarianten gleich und besteht jeweils aus zwei einfachen Schalttransistoren. Die erste und zweite Filterkapazitaet wird auf Grund der erforderlichen grossen Werte mittels MOS Kapazitaeten gebildet. Die Gate-Drain Kapazitaet wird auf Grund der sehr genauen Gateoxiddickensteuerung sehr praezise eingehalten. Durch die geringe Gateoxiddicke werden verhaeltnismaessig grosse Kapazitaeten bei kleiner Strukturgrundflaeche erreicht, wodurch Substratstoerungen geringere Auswirkungen erreichen. Eine PLL Schaltung ist an dem Knoten, an dem die Filterspannung gebildet wird anfaellig gegen Stoereinkoppelungen, da im eingeschwungenen Zustand der Regelschleife hier fuer laengere Zeit das Signal hochohmig gehalten werden muss.
Die Filterzeitkonstante wird bestimmt durch den Strom, der durch die Ansteuertransistoren fliesst, wenn diese geoeffnet werden und die angeschlossene Summe aus erster und zweiter Filterkapazitaet.
Diese Kapazitaet des Filters ist variiert worden :
1. Filter mit grosser Zeitkonstante > 2 Mikrosekunden
2. Filter mit kleiner Zeitkonstante ~ 1 Mikrosekunde
3. Filter mit kleiner Zeitkonstante ~ 1 Mikrosekunde und Störsignalunterdrückung (vgl. extra Dokument vom Februar 99)
Durch die Auf- und Entladung des Schleifenfilters mittels der Ansteuertransistoren wird Energie in die Regelschleife eingekoppelt. Ohne eine Systemdaempfung wuerde diese Energie dazu fuehren, dass die Regelung nicht den Sollwert findet sondern stets darum herum Schwingt. Die dabei auftretende Schwingung entspricht der Regelzeitkonstante des Systems. Die Regelzeitkonstante wird bestimmt durch die Summe aller an der Signalfilterung beteiligten Kapazitaeten und der Ladung, die auf diese Kapazitaeten gebracht bzw. abgefuehrt wird. Mittels eines weiteren Zweipoles wird die erforderliche Systemdaempfung erreicht. Der Zweipol besteht aus einer zweiten Kapazitaet und einem Verlustwiderstand in Reihenschaltung. Dieser Zweipol ist parallel zur ersten Kapazitaet geschaltet. Die von den Ansteuertransistoren gelieferte Ladung wird zunaechst zu grossen Teilen nur direkt von der ersten Kapazitaet aufgenommen und fuehrt damit zu einer definierten Uebersteuerung der Regelspannung innerhalb einer kurzen Zeit. Das ist im allgemeinen die Zeit, in der die Ansteuertransistoren aktiv werden und Ladung zu- bzw. abfuehren. Im folgenden erfolgt eine Ladungsaufteilung zwischen der ersten, sehr schnell aufgeladenen Kapazitaet und der zweiten Kapazitaet mit dem Verlustwiderstand. Die RC Zeitkonstante von zweiter Kapazitaet und Verlustwiderstand steuert diesen Prozess. Als Ergebnis wird die definierte Uebersteuerung zuruckgefuehrt auf den neuen Momentanwert fuer die Steuerspannung des VCO.
Mit dem Verhaeltnis zwischen erster und zweiter Kapazitaet kann die Groesse der Uebersteuerung festgelegt werden. Damit wird direkt die Einschwingzeit beeinflusst.
Um das Filterausgangssignal extern darstellen zu koennen ist ein einfacher Sourcefolger mit integriert worden. Dieser Ausgang wird als DC Monitor bezeichnet.
| Nr. | cell name | comments |
|---|---|---|
| 1 | jan99pll1 | Filter mit grosser Zeitkonstante > 2 Mikrosekunden |
| 2 | jan99pll2 | Filter mit kleiner Zeitkonstante ~ 1 Mikrosekunde |
| 3 | jan99pll3 | Filter mit kleiner Zeitkonstante ~ 1 Mikrosekunde und Störsignalunterdrückung (vgl. extra Dokument vom Februar 99) |
Jede der drei Schaltungen beinhaltet eine komplette 1.9 GHz PLL mit VCO, dual modulus prescaler PRE, PFD, Schleifenfilter und RF Ausgangstreiber. Die Kristallreferenz am Eingang liegt jeweils bei ca. 14.5 MHz. Dieses Signal sollte ein digitales Signal mit low = 0V / high = 3.3V und geringem Phasenrauschen sein.
| Nr. | Symbol | comments | value(s) |
|---|---|---|---|
| 1 | VDD! | supply voltage | 3.3V |
| 2 | VDD1! | supply voltage for monitor out ect. | 3.3V |
| 3 | VDD2! | supply voltage for RF output buffer | 3.3V |
| 4 | Xref | crystal reference input | 0 / 3.3V |
| 5 | PD | power down control input | 0 / 3.3V |
| 6 | mode | prescaler mode control input | 0 / 3.3V |
| 7 | Ioscill | oscillator current control input | typ. 2V |
| 8 | Vprein | prescaler DC input voltage control | typ 1.3V |
| 9 | Vrefbuff | output buffer current control | typ 2V |
| 10 | Q | RF output ( 0 deg. ) | -3 dB |
| 11 | RF output ( 180 deg. ) | -3 dB | |
| 12 | XrefOut | crystal reference monitor output | 0 / 3.3V |
| 13 | TestOut | XrefOut & PreOut monitor output | 0 / 3.3V |
| 14 | PreOut | prescaler monitor output | 0 / 3.3V |
| 15 | DCmonitor | loop filter DC output monitor | --- |
| 16 | VSS | GND | 0V |
